RTV forum PL | NewsGroups PL

TO-220 bez radiatora, ale w obudowie

NOWY TEMAT

elektroda NewsGroups Forum Index - Elektronika Polska - TO-220 bez radiatora, ale w obudowie

Goto page Previous  1, 2, 3

RoMan Mandziejewicz
Guest

Thu Aug 29, 2019 2:26 pm   



Hello Piotr,

Thursday, August 29, 2019, 2:38:25 PM, you wrote:

Quote:
Półmostek nie może pracować w trybie prądowym.
Dlaczego nie może?

Bo się symetria rozjeżdża i zjawisko narasta. Do zniszczenia kluczy
przy większych mocach włącznie.

Quote:
Mierzę bezpośrednio prąd uzwojenia pierwotnego.

Mierzyć możesz ale nie możesz ograniczać prądu szczytowego w pętli
sprzężenia zwrotnego.


--
Best regards,
RoMan
Nowa strona: http://www.elektronika.squadack.com (w budowie!)

Piotr Wyderski
Guest

Thu Aug 29, 2019 2:33 pm   



J.F. wrote:

Quote:
Ale jak sie jednak uszkodzi ... pozaru nie bedzie ?

A jak się elektrolit uszkodzi, to pożaru nie będzie?

Quote:
Ale to ciagle tylko 600V, nie trzeba 1200

Ja pisałem o elementach na 1200V, a nie o wykorzystaniu napięcia 1200V.

Pozdrawiam, Piotr

Piotr Wyderski
Guest

Thu Aug 29, 2019 2:45 pm   



RoMan Mandziejewicz wrote:

Quote:
Bo się symetria rozjeżdża i zjawisko narasta.

No, dokładnie. Przesuwa się napięcie na dzielniku pojemnościowym, które
w idealnym przypadku powinno wynosić V_BUS/2. Tylko dlaczego mam nie móc
następnego impulsu skorygować tak, by średni prąd magnesujący wynosił 0?
Jeden kontroler PID więcej. Tu masz inny pomysł: korekta prądu
magnesującego poprzez wstrzykiwanie prądu z zewnątrz.

http://www.runonielsen.dk/Half_bridge_control.pdf

A tu w pełni cyfrowo:

http://pe.org.pl/articles/2011/8/36.pdf

Quote:
Do zniszczenia kluczy przy większych mocach włącznie.

Jak kompensator wykryje asymetrię poza swoimi możliwościami, to wyłącza
klucze. Ale to raczej na starcie, niż podczas stabilnej pracy.

Quote:
Mierzyć możesz ale nie możesz ograniczać prądu szczytowego w pętli
sprzężenia zwrotnego.

Nie każde sterowanie prądowe to proste odcięcie klucza przy ustalonym
progu prądu. Można sprytniej modulować próg. PFC w trybie CCM przecież
dokładnie na tym polega -- prąd dławika ma się mieścić pomiędzy dwoma
sinusami o różnej amplitudzie.

Pozdrawiam, Piotr

Piotr Wyderski
Guest

Thu Aug 29, 2019 3:22 pm   



Queequeg wrote:

Quote:
Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

W zasadzie tak. No i jeszcze dochodzą inne materiały. Węglik krzemu
i azotek galu mają 10x wytrzymałości krzemu. Dzięki czemu możesz sobie
kupić takiego potwora (1.2kV/R_DS_ON=21miliomów/C_ISS=4.8nF!!!):

https://pl.mouser.com/datasheet/2/90/3m0021120k-1624762.pdf

Quote:
Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
wpadł na sześciokąty.

Jeden fizyk z jednym inżynierem do pomocy. A potem firma International
Rectifier nagle stała się bardzo bogata.

Quote:
Nie przesadzajmy, sporo tego jest choćby w Sztuce Elektroniki Horowitza
i Hilla.

Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

Książka ma tę wadę, że wiele się z niej nie nauczysz, jak już trochę nie
wiesz. To nie jest podręcznik. Ma za to za zadanie pokazać, jak
konkretne praktyczne problemy rozwiązują fachowcy. Ponadto, pan Hill
pracuje właśnie nad bardzo rozbudowanym suplementem do tej książki
i poprosił społeczność o korektę. A co tam, masz Mikołaja w sierpniu:

https://ucabe4612ed2bd50068f4b4e1ab2.dl.dropboxusercontent.com/cd/0/get/AngIN5jGYVREVBHVBxCwQU-gNvay9pM0fC_EBVB8ZXhAXKlaKf4b2KwQiZru6AKoCOHwnn59pkDvgkiAh1M-TwQNpabY3J6IzTtlRPIaZ5lczA/file?dl=1#

Oraz:

https://uc296855855cc4dde8b5d220828e.dl.dropboxusercontent.com/cd/0/get/AnjW7o0ivuvqAPC6GITUBpYZsM9b8X6hTMRsohTNoIuUWnR3LUlRrHvT8N7Zh1_p3dvvulnQBurGIOnWvrrqxgXs6_HYhMtg3SHonHOgtnlirg/file?dl=1#

Quote:
Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

Jeden maleńki element (brałbym w SOT23-5 albo SC70) zamiast kilku. Dla
mnie jest, ale to kwestia gustu. Nie po to mądrzy ludzie poświęcają czas
na opracowanie znakomitego i taniego chipu, by bez wyraźnej potrzeby
uprawiać koproplastykę z elementów dyskretnych. Ale to ja. :-)

Quote:
Da się tę energię jakoś wyliczyć lub chociaż oszacować?

Oczywiście, to jeden z niezbędnych kroków podczas projektowania
przetwornicy impulsowej większej mocy. Wylutuje się sam ten tranzystor,
czy nie wylutuje?

Quote:
Wydaje się to nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie
obejdzie, ale
może jest jakiś prostszy sposób?

Funkcja całkowana jest stosunkowo prosta przy kilku rozsądnych
założeniach. Przełączanie zachodzi w impulsie, a w układzie są
pojemności i indukcyjności o sporych wartościach, więc napięcia
i prądy można traktować jako stałe lub co najwyżej rosnące liniowo.
Do dobrania radiatora nie potrzeba dokładności na trzecim miejscu po
przecinku. Poszukaj pod "MOSFET switching losses", jest mnóstwo gotowego
materiału.

Quote:
Wtedy moc jednego przeładowania wyniesie P=(U*Qg)/t=37mW, a średnia moc
pobierana przez ładowanie jedynie 1.4uW (P*D, gdzie D=18.9us/0.5s)? Dobrze
to liczę?

Dobrze. :-)

Quote:
No i co z samymi stratami złącza Uds podczas tego przełączania... one
przecież są dużo, dużo większe.

Poza sytuacjami patologicznymi dokładnie tak.

Quote:
Awarie mosfetów "na przerwę" w ogóle się zdarzają?

Samych MOSFETów raczej rzadko, ale pęknięcia lutów już tak:

https://f4.bcbits.com/img/a2055949155_10.jpg

Efektywnie jest to awaria "na przerwę" i duże zmiany temperatury jej
wybitnie sprzyjają. Czy to awaria tranzystora, czy nie -- nie będę się
spierał, wężom będzie jednakowo zimno. ;-)

Pozdrawiam, Piotr

Queequeg
Guest

Thu Aug 29, 2019 4:47 pm   



Piotr Wyderski <peter.pan_at_neverland.mil> wrote:

Quote:
No tak Smile Czyli w tym 900V jest po prostu większa pojemność bramki?

Większa w porównaniu z czym?

Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

Quote:
Mega. Ta technologia tworzenia tranzystorów z pojedynczych "komórek" na
wspólnym podłożu jakoś się nazywa? Kiedy to wymyślili?

Czy i jak się ta technika nazywa to nie wiem, ale HEXFETy wprowadzono
na rynek w 1979, więc stosuje się ją co najmniej od tego czasu. Pewnie
jest znacznie starsza.

Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
wpadł na sześciokąty.

Quote:
Nie przesadzajmy, sporo tego jest choćby w Sztuce Elektroniki Horowitza
i Hilla.

Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

Quote:
No to liczymy. Jest IRFZ44N, Qg=63nC przy Id=25A (swoją drogą ma podane
też Qgs=14nC przy Vds=44V; czemu to jest dużo mniejsze, skoro ładujemy
bramkę względem źródła?)

Ale CO ładujemy względem źródła? :-)

14nC przy prądzie 12mA to 1.16us. Masz swoje 900ns, wszystko się zgadza.
To jest pierwszy obszar na wykresie V_GS(Qg), ładujesz zwykły
kondensator. Ale przy przekroczeniu V_TH pod bramką uformował Ci się
przewodzący kanał, którego tam wcześniej nie było. Są dwie elektrody
i dielektryk, utworzył się nowy kondensator. I to jeszcze taki parszywy,
że jego powierzchnia gwałtownie rośnie wraz z napięciem
bramki. A tym samym efektywna pojemność. Nieprzerwanie pompujesz w
bramkę ładunek, a napięcie na bramce stoi. To jest plateau. Potem
struktura kanału jest już w pełni uformowana i pojemność przestaje
rosnąć, więc liniowo rośnie napięcie -- trzeci odcinek charakterystyki.
Nie ma to nic wspólnego z efektem Millera, bo plateau zaobserwujesz
przy dowolnie powolnym ładowaniu bramki -- impedancja C_GD jest
wtedy bliska nieskończoności i dren nie ma żadnego sprzężenia
z obwodem ładowania bramki, CBDO. Efekt Millera to zjawisko dynamiczne.

Ok, teraz wszystko jasne Smile W sumie logiczne -- bramka dosłownie zmienia
swój charakter w miarę otwierania tranzystora.

Quote:
Patrzę teraz na "Maximum safe operating area" i wychodzi, że powinno być
OK. Nawet dla 100us przy Vds=12V wychodzi maksymalny dopuszczalny Id=100A
(czyli kosmiczny, ale zauważalnie większy niż moje 3.5A)...

Właśnie zacząłeś to świadomie liczyć, a nie zgadywać. Zupełnie bez
uszczypliwości powiem, że to ważny dzień. Smile
Teraz już *wiesz*, dlaczego to zadziała poprawnie.

Tak... nie wiedziałem wcześniej, jak to liczyć.

Dla 3k3 (który mam w układzie teraz) i 11V (powiedzmy, że będzie spadek na
przewodach) I=3.3mA, Qg=63nC, t=18.9us. Czyli mimo wszystko nadal, nawet
jak nie zmniejszę tego pullupa 3k3, jestem w bardzo bezpiecznym zakresie,
zgadza się?

Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

Quote:
W sumie -- czemu by odparował skoro mieści się w safe operating area?

Nawet w typowej przetwornicy działającej na 100kHz jeden pełny okres
kluczowania to 10us. Ty go w połowie tego czasu nawet nie zdążyłeś
dobrze włączyć, a już trzeba wyłączać. Przez sporą część tego czasu
tranzystor siedzi w obszarze triodowym, zachowując się jak rezystor.
Będzie gorąco. Smile

No tak. Kwestia skali.

Quote:
Jakbym go nie kluczował raz na sekunde tylko raz na milisekundę? Wtedy
safe operating area się nie liczy, bo jest podane tylko dla "single pulse"

W tym czasie wydzieli się pewna ilość energii, która podniesie
temperaturę struktury. A w kolejce już stoi następny impuls.
Czas między impulsami jest krótki, więc moc będzie spora.

Da się tę energię jakoś wyliczyć lub chociaż oszacować? Wydaje się to
nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie obejdzie, ale
może jest jakiś prostszy sposób?

Quote:
Tak... widzę właśnie, jedno dzielenie.

Dodatkowo z czasu przełączania i ładunku łatwo policzyć moc potrzebną do
przeładowania bramki, a więc i straty.

Hmm, straty sterowania. Powiedzmy, że mam ten rezystor 3k3, czyli wpompuję
63nC w ciągu 18.9us i naładuję do 11V. Załóżmy też, że robię to 2x na
sekundę i nie chcę liczyć na razie mocy rozładowania bramki.

Wtedy moc jednego przeładowania wyniesie P=(U*Qg)/t=37mW, a średnia moc
pobierana przez ładowanie jedynie 1.4uW (P*D, gdzie D=18.9us/0.5s)? Dobrze
to liczę?

No i co z samymi stratami złącza Uds podczas tego przełączania... one
przecież są dużo, dużo większe.

Quote:
Chyba że się więcej niż jeden usmaży? :)

No tak, układ jest odporny na awarię co najwyżej jednego elementu.
Zwykłe połączenie jest odporne na awarię co najwyżej zera elementów.

Prawda.

Quote:
Przeanalizuj dokładniej działanie opisanego układu. On jest odporny na
*każdy* scenariusz Single Point of Failure, a Twoje zabezpieczenie tylko
na awarię MOSFETa na zwarcie. Awarii "na przerwę" bezpiecznik nie
wykryje i węże odmrożą sobie tyłek. Smile

Awarie mosfetów "na przerwę" w ogóle się zdarzają? Wydawało mi się, że to
się nie dzieje, mosfet przepala się na zwarcie, a przerwa zrobi się
najwyżej wtedy, kiedy to zwarcie spowoduje przepływ takiego prądu, że się
zwarcie przepali.

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

Queequeg
Guest

Sun Sep 01, 2019 4:46 pm   



Piotr Wyderski <peter.pan_at_neverland.mil> wrote:

Quote:
Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

W zasadzie tak. No i jeszcze dochodzą inne materiały. Węglik krzemu
i azotek galu mają 10x wytrzymałości krzemu. Dzięki czemu możesz sobie
kupić takiego potwora (1.2kV/R_DS_ON=21miliomów/C_ISS=4.8nF!!!):

https://pl.mouser.com/datasheet/2/90/3m0021120k-1624762.pdf

Jedyne 170 zł Smile nie chciałbym go spalić :)

Quote:
Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
wpadł na sześciokąty.

Jeden fizyk z jednym inżynierem do pomocy. A potem firma International
Rectifier nagle stała się bardzo bogata.

Czyli to pomysł IR, który wyniósł ją na szczyt?

Wikipedia, "History":

1979: first hexagonal power MOSFET

No no.

Quote:
Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

Książka ma tę wadę, że wiele się z niej nie nauczysz, jak już trochę nie
wiesz. To nie jest podręcznik.

Trochę wiem :)

Quote:
Ma za to za zadanie pokazać, jak konkretne praktyczne problemy
rozwiązują fachowcy. Ponadto, pan Hill pracuje właśnie nad bardzo
rozbudowanym suplementem do tej książki i poprosił społeczność o
korektę.

Społeczność tzn. konkretnie kogo?

Quote:

Na pewno mam? 404 :(

Quote:
Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

Jeden maleńki element (brałbym w SOT23-5 albo SC70) zamiast kilku. Dla
mnie jest, ale to kwestia gustu. Nie po to mądrzy ludzie poświęcają czas
na opracowanie znakomitego i taniego chipu, by bez wyraźnej potrzeby
uprawiać koproplastykę z elementów dyskretnych. Ale to ja. Smile

No nie da się zaprzeczyć. Wcześniej widziałem tylko drivery w SO-8 ale
faktycznie są i w SOT-23-5. MCP1415 np... tego zastosuję, do tego IRF540
zamiast IRFZ44N i chyba będę mógł spać spokojnie :)

"They can accept up to 500 mA of reverse current being forced back into
their outputs without damage or logic upset."

Czemu miałby do nich wracać jakiś prąd z mosfeta?

Ciekawe, że przy takich driverach nie jest potrzebny żaden rezystor
bramki...

Quote:
Wydaje się to nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie
obejdzie, ale może jest jakiś prostszy sposób?

Funkcja całkowana jest stosunkowo prosta przy kilku rozsądnych
założeniach. Przełączanie zachodzi w impulsie, a w układzie są
pojemności i indukcyjności o sporych wartościach, więc napięcia
i prądy można traktować jako stałe lub co najwyżej rosnące liniowo.
Do dobrania radiatora nie potrzeba dokładności na trzecim miejscu po
przecinku. Poszukaj pod "MOSFET switching losses", jest mnóstwo gotowego
materiału.

Racja. Poczytam.

Quote:
Samych MOSFETów raczej rzadko, ale pęknięcia lutów już tak:

https://f4.bcbits.com/img/a2055949155_10.jpg

No tak... chociaż to chyba przy dużych drganiach? Przynajmniej tylko w
takich urządzeniach to widziałem. Duży element, niekoniecznie dobrze
umocowany / przyklejony, i drgające środowisko :)

Np. transformator w syrenie alarmowej w motorze tak mi się odłączył.

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

Queequeg
Guest

Sun Sep 01, 2019 4:52 pm   



Piotr Gałka <piotr.galka_at_cutthismicromade.pl> wrote:

Quote:
Pozostaje kwestia włączania się w ten stan. Wyglądało by mi na to, że
jeśli zapewnię wejście/wyjście z tego stanu w czasie max 1ms (przy
napięciu zasilania 10V) to wszystko jest OK.
Przy prądzie 10A i zasilaniu 15V wystarczy zmieścić się w 10ms.
To jest z zapasem, bo jak obciążenie rezystancyjne bierze 10A z 15V to
przy napięciu DS 15V nie ma 10A tylko 0.
Dokładniej to trzeba by w wykres SOA wmalować prostą obciążenia (skala
log więc nie będzie ona prosta).

Tak bym myślał, ale czemu IRF540 ma na wykresie SOA "D.C. OPERATION" a
IRFZ44N nie?

Quote:
Przyjąłem (nie było to powiedziane), że ten IRFZ44N kluczuje te 3.5A,
a nie jest liniowym regulatorem prądu.

Tak, prawda. Regulacja jest impulsowa (PWM, 16 stanów, zegar 30 Hz, czyli
pełny okres ok. 2 Hz, a minimalny możliwy okres włączenia lub wyłączenia
33 ms).

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

Guest

Sun Sep 01, 2019 7:55 pm   



Queequeg <queequeg_at_trust.no1> wrote:
Quote:
Piotr Ga?ka <piotr.galka_at_cutthismicromade.pl> wrote:

Pozostaje kwestia w??czania si? w ten stan. Wygl?da?o by mi na to, ?e
je?li zapewni? wej?cie/wyj?cie z tego stanu w czasie max 1ms (przy
napi?ciu zasilania 10V) to wszystko jest OK.
Przy pr?dzie 10A i zasilaniu 15V wystarczy zmie?ci? si? w 10ms.
To jest z zapasem, bo jak obci??enie rezystancyjne bierze 10A z 15V to
przy napi?ciu DS 15V nie ma 10A tylko 0.
Dok?adniej to trzeba by w wykres SOA wmalowa? prost? obci??enia (skala
log wi?c nie b?dzie ona prosta).

Tak bym my?la?, ale czemu IRF540 ma na wykresie SOA "D.C. OPERATION" a
IRFZ44N nie?

Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520? Co do SOA dla
D.C.: SOA daje informacje o pracy w zakresie liniowym. Zakresu
liniowego sie nie da uniknac ale przy pracy jako klucz wystepuje
tylko krotkimi impulsami. IRFZ44N nie jest przeznaczowy do pracy
liniowej, wiec SOA dla D.C. jest niepotrzebne dla normalnych
uzytkownikow. Nie przejmuj sie za bardzo surrealistyczna
propaganda Piotra Wyderskiego: krzywe SOA sa dla pojedynczych
impulsow, tymczasem w wiekszosci zastowowan MOSFET jest otwarty
przez spory procent czasu. Czyli jesli dopuszczasz tylko prace w
zakresie opisanym przez SOA to zostalaby tylko jakas egzotyka
gdzie z rzadka generuje sie mocny impuls. A nawet wiekszosc tego
by odpadla: masz SOA dla impulsow 10ms i 1ms ale nie masz dla
np. 3ms.

W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie. Ponizej 5.5V prad
rosnie z temperatura, czyli jest potencjalna niestabilosc.
Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec.
Czyli przy V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci.
Z krzywych SOA wynika ze przy przelaczaniu tez nie trzeba
sie bac niestabilnosci. Oczywiscie caly czas musisz pilnowac
by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz bylo tu liczone
ze jest OK.

Oddzielna sprawa dlaczego producent nie podaje roznych
informacji ktore powinen miec (dotyczy to wielu innych parametrow,
nie tylko D.C. SOA). Niestety jest to dosc powszechne zjawisko
raczej nic sie nie da na to zrobic...

--
Waldek Hebisch

Queequeg
Guest

Sun Sep 01, 2019 10:58 pm   



antispam_at_math.uni.wroc.pl wrote:

Quote:
Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520?

IRF540, ale datasheet z ST, nie z Vishay.

https://www.vishay.com/docs/91021/91021.pdf -- tu nie ma

https://global.oup.com/us/companion.websites/fdscontent/uscompanion/us/pdf/microcircuits/students/mos/IRF540-st.pdf
-- tu jest (str. 3 na dole)

Quote:
W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Ok, czyli reasumując -- jak zostawię IRFZ44N, tylko zmienię swój prosty
driver na jednym tranzystorze na scalony (MCP1415) to powinno być dobrze
:)

Quote:
Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie.

Faktycznie. Nie patrzyłem na ten wykres w ten sposób.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza pracę DC...

Quote:
Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec. Czyli przy
V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci. Z krzywych SOA wynika ze
przy przelaczaniu tez nie trzeba sie bac niestabilnosci. Oczywiscie
caly czas musisz pilnowac by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz
bylo tu liczone ze jest OK.

SOA (rys. Cool trzeba interpretować w taki sposób, żeby znaleźć się pod daną
krzywą? Czyli np. jeśli przełączam w czasie 1ms, to muszę zapewnić takie
warunki, żeby w jednym momencie nie było i Uds=10V i Id=30A? Czy Uds jest
podane dla stanu zatkanego a Id dla w pełni przewodzącego (maksymalny
prąd)?

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

Guest

Mon Sep 02, 2019 3:04 am   



Queequeg <queequeg_at_trust.no1> wrote:
Quote:
antispam_at_math.uni.wroc.pl wrote:

Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520?

IRF540, ale datasheet z ST, nie z Vishay.

https://www.vishay.com/docs/91021/91021.pdf -- tu nie ma

https://global.oup.com/us/companion.websites/fdscontent/uscompanion/us/pdf/microcircuits/students/mos/IRF540-st.pdf
-- tu jest (str. 3 na dole)

OK, ja patrzylem na datasheet z IR i z Vishay. A propo: zauwazyles
ze to dwa rozne tranzystory, inny proces, inne parametry.

Quote:

W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Ok, czyli reasumuj?c -- jak zostawi? IRFZ44N, tylko zmieni? sw?j prosty
driver na jednym tranzystorze na scalony (MCP1415) to powinno by? dobrze
Smile

Nawet z driwerem dysktretnym powinno byc OK. Krytyczny odcienk
(plaski na krzywej 6) to max 23 nC ("Miller" charge). Przy okolo
6V na oporze 3.3k many ok. 1.8 mA pradu i czas przelaczania ok. 12us.
W pierwszym odcinku transytor jest wylaczony (nie plynie prad)
wiec nie ma problemu z moca. W trzecim spadek napiecia na tranzytorze
jest maly wiec tez nie na problemu. W tym drugim odcinku najgorszy
moment to polowa napiecia na tranzystorze, jak masz grzejnik 12V
to wtedy moc chwilowa w tranzystorze to 10.5W. Przelaczajac 2
razy na sekunde daje to srednia moc rzedu 260 uW. Nawet jakby
grzejnik byl na wyzsze napiecie to srednia moc ciagle jest
pomijalnie mala. A impulsie 100 us przy pelnym napieciu na
tranzystorze mozesz miec 20A, czyli w trakcie przelaczania
jestes daleko od grancy SOA.

Quote:
Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie.

Faktycznie. Nie patrzy?em na ten wykres w ten spos?b.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza prac? DC...

Wersja IR i Vishay. Dla wesji ST nie widze takiej krzywej...

Quote:
Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec. Czyli przy
V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci. Z krzywych SOA wynika ze
przy przelaczaniu tez nie trzeba sie bac niestabilnosci. Oczywiscie
caly czas musisz pilnowac by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz
bylo tu liczone ze jest OK.

SOA (rys. Cool trzeba interpretowa? w taki spos?b, ?eby znale?? si? pod dan?
krzyw?? Czyli np. je?li prze??czam w czasie 1ms, to musz? zapewni? takie
warunki, ?eby w jednym momencie nie by?o i Uds=10V i Id=30A? Czy Uds jest
podane dla stanu zatkanego a Id dla w pe?ni przewodz?cego (maksymalny
pr?d)?

Jak jestes pod krzywa to producent obiecuje ze nic zlego sie
nie stanie. Uds=10V i Id=30A jest na krzywej, jak na chwile tam
wjedziesz to sie nie nie powinno stac. Jak bedziesz przez 1 ms
jechal po krzywej to ryzykujesz problem. Jeszcze jedno: to jest
dla temperatury obodowy 25 C. W praktyce to oznacza ze na poczatku
impulsu temperatura zlacza to 25 C. Dla tego tranzystora krzywe
SOA sa bliskie krzywym stalej mocy, czyli rozsadnie jest przyjac
ze na koncu impulsu temperatura zlacza to 175 C. Teraz, jesli
masz np. temperature zlacza 100 C to zostaje tylko czesc od
100 C do 175 C, czyli z grubsza polowa dlugosci impulsu w
porownaniu z rysunkiem. Dla ciebie dalej wystarcza, ale jak
chcesz docisnac do granic mozliwosci to wychodzi troche mniej
niz z naiwnego popatrzenia na rysunek.

--
Waldek Hebisch

Queequeg
Guest

Fri Sep 13, 2019 5:07 pm   



antispam_at_math.uni.wroc.pl wrote:

Quote:
OK, ja patrzylem na datasheet z IR i z Vishay. A propo: zauwazyles
ze to dwa rozne tranzystory, inny proces, inne parametry.

Hmm, symbol ten sam -- nie powinno być tak, żeby tranzystory o tym samym
symbolu były jednak zamienne?

Tzn. powinno jak powinno, ale czy jest?

Quote:
Nawet z driwerem dysktretnym powinno byc OK. Krytyczny odcienk
(plaski na krzywej 6) to max 23 nC ("Miller" charge).

23 nC, a nie 23 nC minus 7 nC?

Quote:
W pierwszym odcinku transytor jest wylaczony (nie plynie prad)
wiec nie ma problemu z moca. W trzecim spadek napiecia na tranzytorze
jest maly wiec tez nie na problemu. W tym drugim odcinku najgorszy
moment to polowa napiecia na tranzystorze, jak masz grzejnik 12V to
wtedy moc chwilowa w tranzystorze to 10.5W. Przelaczajac 2 razy na
sekunde daje to srednia moc rzedu 260 uW. Nawet jakby grzejnik byl na
wyzsze napiecie to srednia moc ciagle jest pomijalnie mala. A impulsie
100 us przy pelnym napieciu na tranzystorze mozesz miec 20A, czyli w
trakcie przelaczania jestes daleko od grancy SOA.

Czyli tak naprawdę interesuje mnie czas przejścia przez środkowy,
najbardziej płaski fragment charakterystyki Vgs / Qg, a nie całkowite
przeładowanie bramki? Czyli dla IRFZ44N od ok. 9 nC do 21 nC, czyli
12 nC zamiast całkowitego 63 nC?

Zastanawiam się, czy to, że Qgs wynosi 14 nC, ma z tym związek.

Tak czy inaczej przeglądając to wszystko mam wniosek taki, że mogę
bezpiecznie ładować bramkę IRFZ44N (a nie IRF540) z rezystora 3k3
i będzie bezpiecznie... wniosek słuszny?

Quote:
Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie.

Faktycznie. Nie patrzy?em na ten wykres w ten spos?b.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza prac? DC...

Wersja IR i Vishay. Dla wesji ST nie widze takiej krzywej...

Ale chyba powinno być podobnie?

Quote:
Jak jestes pod krzywa to producent obiecuje ze nic zlego sie
nie stanie. Uds=10V i Id=30A jest na krzywej, jak na chwile tam
wjedziesz to sie nie nie powinno stac. Jak bedziesz przez 1 ms
jechal po krzywej to ryzykujesz problem. Jeszcze jedno: to jest
dla temperatury obodowy 25 C. W praktyce to oznacza ze na poczatku
impulsu temperatura zlacza to 25 C. Dla tego tranzystora krzywe
SOA sa bliskie krzywym stalej mocy, czyli rozsadnie jest przyjac
ze na koncu impulsu temperatura zlacza to 175 C. Teraz, jesli
masz np. temperature zlacza 100 C to zostaje tylko czesc od
100 C do 175 C, czyli z grubsza polowa dlugosci impulsu w
porownaniu z rysunkiem. Dla ciebie dalej wystarcza, ale jak
chcesz docisnac do granic mozliwosci to wychodzi troche mniej
niz z naiwnego popatrzenia na rysunek.

Jasne, rozumiem. Dzięki!

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

Guest

Sun Sep 15, 2019 10:59 pm   



Queequeg <queequeg_at_trust.no1> wrote:
Quote:
antispam_at_math.uni.wroc.pl wrote:

OK, ja patrzylem na datasheet z IR i z Vishay. A propo: zauwazyles
ze to dwa rozne tranzystory, inny proces, inne parametry.

Hmm, symbol ten sam -- nie powinno by? tak, ?eby tranzystory o tym samym
symbolu by?y jednak zamienne?

Tzn. powinno jak powinno, ale czy jest?

ZCW sa rejestry z wymaganiami na "minimalne" parametry elementow.
Jak projktujesz uklad tak by "minimalne" parametry wystarczyly
to mozesz brac elementy od dowolnego producenta. Ale producent
moze zadeklarowac ze jego elementy sa lepsze, jak na tym
polegasz to nie mozesz zamienic na element z gorszymi parametrami.

Wyglada na to ze STM i IR w tym przypadku postawily na inne
wlasnosci: IR ma mniejsze gwarantowane Rdson, STM podaje DC
SOA.

Quote:

Nawet z driwerem dysktretnym powinno byc OK. Krytyczny odcienk
(plaski na krzywej 6) to max 23 nC ("Miller" charge).

23 nC, a nie 23 nC minus 7 nC?

Ja bralem max z tabeli na stronie 2. Krzywa 6 wskazuje ze typowe
wartosci sa mniejsze, ale tu lepiej liczyc najgorszy przypadek.

Quote:

W pierwszym odcinku transytor jest wylaczony (nie plynie prad)
wiec nie ma problemu z moca. W trzecim spadek napiecia na tranzytorze
jest maly wiec tez nie na problemu. W tym drugim odcinku najgorszy
moment to polowa napiecia na tranzystorze, jak masz grzejnik 12V to
wtedy moc chwilowa w tranzystorze to 10.5W. Przelaczajac 2 razy na
sekunde daje to srednia moc rzedu 260 uW. Nawet jakby grzejnik byl na
wyzsze napiecie to srednia moc ciagle jest pomijalnie mala. A impulsie
100 us przy pelnym napieciu na tranzystorze mozesz miec 20A, czyli w
trakcie przelaczania jestes daleko od grancy SOA.

Czyli tak naprawd? interesuje mnie czas przej?cia przez ?rodkowy,
najbardziej p?aski fragment charakterystyki Vgs / Qg, a nie ca?kowite
prze?adowanie bramki?

Tak.

Quote:
Czyli dla IRFZ44N od ok. 9 nC do 21 nC, czyli
12 nC zamiast ca?kowitego 63 nC?

Zastanawiam si?, czy to, ?e Qgs wynosi 14 nC, ma z tym zwi?zek.

Ten srodkowy odcinek to inaczej "Miller charge", maksymalna wartosc
w tabeli 2 (czyli najgorzy przypadek) 23nC jest troche wieksza od typowej
wartosci z wykresu (jak liczyles rzedu 12nC).

Quote:
Tak czy inaczej przegl?daj?c to wszystko mam wniosek taki, ?e mog?
bezpiecznie ?adowa? bramk? IRFZ44N (a nie IRF540) z rezystora 3k3
i b?dzie bezpiecznie... wniosek s?uszny?

Tak, przy twojej (bardzo niskiej) czestosci przelaczania.

Quote:
Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie.

Faktycznie. Nie patrzy?em na ten wykres w ten spos?b.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza prac? DC...

Wersja IR i Vishay. Dla wesji ST nie widze takiej krzywej...

Ale chyba powinno by? podobnie?

Sa dwa efekty. Ze wzrostem temperatury spada napiecie progrowe
co powieksza prad. Ale tez ze wzrostem temperatury rosnie opor,
co obniza prad. Wersja ST ma wiekszy opor, wiec drugi efekt
bedzie silniejszy czyli krzywa bedzie inna. Czy zmiana bedzie
istotna? Nie wiem.

Troche teorii: jesli prad rosnie z temperatura to
jest potencjalna niestabilnosc. Co sie faktycznie dzieje
zalezy od grzania i rozchodzenia sie ciepla. Dostaje sie
dosc skomplikowane rownania, nie wiem czy w praktyce daje
sie z nich wyciagnac wynik liczbowy. Ale troche wiem o
ogolnej teorii: tendencja jest taka ze przy niskej mocy
jest niejednorody rozklad temperatury. Faktyczna niestabilnosc
pojawia sie dopiero jak moc jest dostatecznie duza.
Czyli bedzie jakis obszar bezpiecznej pracy (ale moze sie okazac
ze przy konkretnym napieciu i pradzie bezpieczna moc jest
duzo mniejsza od mocy maksymalnej). Krzywe SOA
sa po by wiedziec jak wyglada obszar bezpiecznej pracy.


--
Waldek Hebisch

Goto page Previous  1, 2, 3

elektroda NewsGroups Forum Index - Elektronika Polska - TO-220 bez radiatora, ale w obudowie

NOWY TEMAT

Regulamin - Zasady uzytkowania Polityka prywatnosci Kontakt RTV map News map